MOS管電子開關電路圖-MOS管開關電路圖大全以及電路設計原理詳解-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2018-07-21
電子開關電源的電路組成如下：
開關電源的主要電路是由輸入電磁干擾濾波器（EMI）、整流濾波電路、功率變換電路、PWM控制器電路、輸出整流濾波電路組成。IC根據輸出電壓和電流時刻調整著⑥腳鋸形波占空比的大小，從而不亂了整機的輸出電流和電壓。從R3測得的電流峰值信號介入當前工作周波的占空比控制，因此是當前工作周波的電流限制。
Q1的柵極受控電壓為鋸形波，當其占空比越大時，Q1導通時間越長，變壓器所儲存的能量也就越多；當Q1截止時，變壓器通過D1、D2、R5、R4、C3開釋能量，同時也達到了磁場復位的目的，為變壓器的下一次存儲、傳遞能量做好了預備。在開關管Q1關斷時，變壓器的原邊線圈易產生尖峰電壓和尖峰電流，這些元件組合一起，能很好地吸收尖峰電壓和電流。
1:輸入濾波電路：C1、L1、C2組成的雙π型濾波網絡主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行按捺，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網干擾。Z1通常將MOS管的GS電壓限制在18V以下，從而保護了MOS管。因瞬時能量全消耗在RT1電阻上，一定時間后溫度升高后RT1阻值減（RT1是負溫系數元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。C3、C4 為安規電容，L2、L3為差模電感。
2:輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙π型濾波網絡主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行按捺，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網干擾。
3:工作原理：R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2組成緩沖器，和開關MOS管并接，使開關管電壓應力減少，EMI減少，不發生二次擊穿。輔助電路有輸入過欠壓保護電路、輸出過欠壓保護電路、輸出過流保護電路、輸出短路保護電路等。
圖中電池的正電通過開關S1接到場效應管Q1的2腳源極，由于Q1是一個P溝道管，它的1腳柵極通過R20電阻提供一個正電位電壓，所以不能通電，電壓不能繼續通過，3v穩壓IC輸入腳得不到電壓所以就不能工作不開機！這時，如果我們按下SW1開機按鍵時，正電通過按鍵、R11、R23、D4加到三極管Q2的基極，三極管Q2的基極得到一個正電位，三極管導通（前面講到三極管的時候已經講過），由于三極管的發射極直接接地，三極管Q2導通就相當于Q1的柵極直接接地，加在它上面的通過R20電阻的電壓就直接入了地，Q1的柵極就從高電位變為低電位，Q1導通電就從Q1同過加到3v穩壓IC的輸入腳，3v穩壓IC就是那個U1輸出3v的工作電壓vcc供給主控，主控通過復位清0，讀取固件程序檢測等一系列動作，輸處一個控制電壓到PWR_ON再通過R24、R13分壓送到Q2的基極，保持Q2一直處于導通狀態，即使你松開開機鍵斷開Q1的基極電壓，這時候有主控送來的控制電壓保持著，Q2也就一直能夠處于導通狀態，Q1就能源源不斷的給3v穩壓IC提供工作電壓！SW1還同時通過R11、R30兩個電阻的分壓，給主控PLAYON腳送去時間長短、次數不同的控制信號，主控通過固件鑒別是播放、暫停、開機、關機而輸出不同的結果給相應的控制點，以達到不同的工作狀態！
下圖是兩種MOS管的典型應用：其中第一種NMOS管為高電平導通，低電平截斷，Drain端接后面電路的接地端；第二種為PMOS管典型開關電路，為高電平斷開，低電平導通，Drain端接后面電路的VCC端。
為了滿足如圖所示高端MOS管的驅動，經常會采用變壓器驅動，有時為了滿足安全隔離也使用變壓器驅動。其中R1目的是抑制PCB板上寄生的電感與C1形成LC振蕩，C1的目的是隔開直流，通過交流，同時也能防止磁芯飽和。
如圖所示為常用的小功率驅動電路，簡單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關設備。如圖所示驅動電路開關速度很快，驅動能力強，為防止兩個MOSFET管直通，通常串接一個0.5～1Ω小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率開關設備。這兩種電路特點是結構簡單。
功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會導通。由于MOSFET存在結電容，關斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結電容在柵源兩端產生干擾電壓。常用的互補驅動電路的關斷回路阻抗小，關斷速度較快，但它不能提供負壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅動電路的基礎上增加一級有V1、V2、R組成的電路，產生一個負壓，電路原理圖如圖所示。
電路原理如圖所示，N3為去磁繞組，S2為所驅動的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計。其等效電路圖如圖所示脈沖不要求的副邊并聯一電阻R1，它做為正激變換器的假負載，用于消除關斷期間輸出電壓發生振蕩而誤導通。同時它還可以作為功率MOSFET關斷時的能量泄放回路。該驅動電路的導通速度主要與被驅動的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅動信號的速度以及S1所能提供的電流大小有關。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關斷速度越慢。該電路具有以下優點：①電路結構簡單可靠，實現了隔離驅動。②只需單電源即可提供導通時的正、關斷時負壓。③占空比固定時，通過合理的參數設計，此驅動電路也具有較快的開關速度。該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負載防振蕩，故電路損耗較大;二是當占空比變化時關斷速度變化較大。脈寬較窄時，由于是儲存的能量減少導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。
如圖所示，V1、V2為互補工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環或磁罐。導通時隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關斷時為DUi，若主功率管S可靠導通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/［（1-D）Ui］。為保證導通期間GS電壓穩定C值可稍取大些。該電路具有以下優點：
①電路結構簡單可靠，具有電氣隔離作用。當脈寬變化時，驅動的關斷能力不會隨著變化。
②該電路只需一個電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關斷所驅動的管子時提供一個負壓，從而加速了功率管的關斷，且有較高的抗干擾能力。
但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當D較小時，負向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當D大于0.5時驅動電壓正向電壓小于其負向電壓，此時應該注意使其負電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。
電路構成如圖11所示。其中UC3724用來產生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產生高頻調制波，經高頻小磁環變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經UC3725進行調制后得到驅動信號，UC3725內部有一肖特基整流橋同時將7、8腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動所需功率。一般來說載波頻率越高驅動延時越小，但太高抗干擾變差;隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724發熱越少，但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大，同樣會使抗干擾能力降低。
根據實驗數據得出：
對于開關頻率小于100kHz的信號一般取（400～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環形磁芯，其原邊磁化電感小于約1毫亨左右為好。這種驅動電路僅適合于信號頻率小于100kHz的場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅動功率增大，UC3724和UC3725芯片發熱溫升較高，故100kHz以上開關頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開關頻率小于100kHz的場合，它是一種良好的驅動電路。該電路具有以下特點：單電源工作，控制信號與驅動實現隔離，結構簡單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。
